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实验设置采用三相逆变器，该逆变器由交流市电通过半波整流器供电。虽然系统Zui高可采用800 V的直流总线电压，但本例中的直流总线电压为320 V。正常工作时，0.5 HP感应电机由开环V/Hz控制驱动。IGBT采用International Rectifier提供的1200 V、30 AIRG7PH46UDPBF。控制器采用ADI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合信号处理器。使用隔离式Σ-Δ AD7403调制器进行相位电流测量，使用ADuM4135实现隔离式栅极驱动(它是一款磁性隔离式栅极驱动器产品，集成去饱和检测、米勒箝位和其它IGBT保护功能)。在电机相位之间，或在电机相位和负直流总线之间手动开关短路，进行短路测试。本例中未测试短路至地。

图4. 实验设置
控制器和电源板如图5所示。它们均为ADI公司的ADSP-CM408FEZ-kit®和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔离式逆变器平台。
图5. ADI隔离式逆变器平台搭配全功能IGBT栅极驱动器
实验硬件中，通过多种方法实现IGBT过流和短路保护。它们分别是：● 直流总线电流检测(逆变器直通故障)
● 电机相位电流检测(电机绕组故障)
● 栅极驱动器去饱和检测(所有故障)
对于直流总线电流检测电路，必须加一个小型滤波器，避免误触发，因为直流总线电流由于潜在的高噪声电流而断续。采用具有3 μs时间常数的RC滤波器。检测到过流后，其余有关IGBT关断的延迟是通过运算放大器、比较器、信号隔离器、ADSP-CM408F中的跳变响应时间，以及栅极驱动器传播延迟。这会额外增加0.4 μs，使得故障至关断的总时间延迟为3.4 μs——远低于很多IGBT的短路时间常数。

类似的时序同样适用于采用AD7403以及ADSP-CM408F处理器上集成式过载检测sinc滤波器的电机相位电流检测。采用时间常数为3 μs左右的sinc滤波器可良好运作。在这种情况下，其余系统延迟的原因仅会是跳变信号内部路由至PWM单元以及存在栅极驱动器传播延迟，因为过载sinc滤波器是处理器的内部元件。连同电流检测电路或快速数字滤波器的反应时间，无论使用何种方法，两种情况下的ADuM4135超短传播延迟对实现有效的快速过流保护非常重要。
图6显示了硬件跳变信号、PWM输出信号和其中一个逆变器臂的上方IGBT实际栅极-发射极波形之间的延迟。图中可以看到，IGBT开始关断后的总延迟约为100 ns。
图6. 过流关断时序延迟
通道1：栅极-发射极电压10 V/div；
通道2：来自控制器的PWM信号5 V/div；
通道3：低电平有效跳变信号5 V/div；100 ns/div
栅极驱动器去饱和检测比上文描述的过流检测方法执行速度快得多，且对于限制短路电流所允许上升的上限很重要，从而提升了系统的整体稳定性，并超过了可以实现的水准，哪怕系统带有快速过流保护功能。这显示在图7中。当发生故障时，电流快速上升——事实上，电流远高于图中所示，因为图中以带宽限制20 A电流探针进行测量，仅供参考。去饱和电压达到9 V跳变电平，栅极驱动器开始关断。显然，短路的整个持续时间不足400 ns。电流的长尾表示下方IGBT反并联二极管中的续流导致的感应电能。开启时，去饱和电压的初始增加是杂散去饱和检测电动势的一个例子，这是由于集电极-发射极电压瞬态所导致。可以通过增加去饱和滤波器时间常数，从而增加额外的消隐时间而消除。

图7. IGBT短路检测
图8显示了IGBT上的集电极-发射极电压。由于去饱和保护期间，关断的阻抗较大，因此初始受控过冲约为320 VDC总线电压以上80 V。电流在下游反并联二极管中流动，而电路寄生实际上使得电压过冲略高，Zui高约为420 V。
图8. IGBT短路关断
图9显示了正常工作时，米勒箝位防止逆变器直通的价值。
图9. 开启时的米勒箝位
通道1：栅极-发射极电压5 V/div；
通道2：来自控制器的PWM信号5 V/div；
通道3：集电极-发射极电压100 V/div；200 ns/div
随着IGBT的短路耐受时间下降至1 μs的水平，在极短的时间内检测并关断过流和短路正变得越来越重要。工业电机驱动的可靠性与IGBT保护电路有很大的关系。本文罗列了一些处理这个问题的方法，并提供了实验结果，强调了稳定隔离式栅极驱动器IC（比如单通道栅极驱动器的ADuM4135）的价值。